Меню

Усилительный каскад обратная связь по току

AudioKiller’s site

Audio, Hi-Fi, Hi-End. Электроника. Аудио.

  • Новости
  • Мои планы
  • For sale
  • FAQ
  • Задайте вопрос
  • Обо мне
  • Подписка на новости

Материалы раздела:

  • — Теория
    • Искажения первого периода синусоиды
    • Сравнительное прослушивание усилителей
    • Скин-эффект в аудио кабеле
    • Работа с осциллографом
    • Отрицательная обратная связь в усилителе
    • Насколько важно качество разводки печатных плат?
    • Регулирование выходного сопротивления усилителя посредством комбинированной отрицательной обратной связи
    • Биампинг в усилителе
    • Клиппинг (cliping) в усилителе
    • Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов
    • Компьютерное моделирование электронных схем
    • Распределение мощности в спектрах музыкальных сигналов
  • — Усилители
  • — Источники питания
  • — Акустические системы
  • — Другое

Отрицательная обратная связь в усилителе

Обратная связь – процесс передачи сигнала с выхода усилителя обратно на его вход, а также цепь, осуществляющая эту передачу.

Обратная связь (ОС) называется отрицательной (ООС, NFB), если выходной сигнал усилителя вычитается из входного. Для простоты будем рассматривать установившийся режим работы всей системы, причем усилитель работает в активном режиме (т.е. нормально усиливает сигнал без всяких там перегрузок).

Структурная схема усилителя, охваченного ООС, показана на рис.1.

Здесь некоторый «виртуальный» усилитель с коэффициентом усиления по напряжению Ku’ получается из исходного «реального» усилителя, имеющего коэффициент усиления Ku, и охваченного цепью ООС. На самом деле термин «виртуальный» не совсем корректен, но я буду пользоваться им, потому что с точки зрения внешних устройств, подключенных к системе в целом, она представляет собой усилитель с параметрами, отличающимися от параметров реального исходного усилителя без ООС.

С выхода реального усилителя напряжение передается на его вход через цепь ООС с коэффициентом передачи β:

Отрицательная обратная связь в усилителе

Обычно цепь ООС является пассивной, и β ≤ 1. Если цепь ООС усиливает, то это принципиально ничего не меняет, и все формулы в этом случае выводятся аналогично. Если β = 0, то это означает, что Uоос = 0 и обратная связь отсутствует. Обратите внимание, что совершенно безразлично, какую именно схему имеет цепь ООС. Главное – это насколько (во сколько раз) она ослабляет напряжение.

В данной системе присутствует два разных входных напряжения, и чтобы не путаться, я им дам различные наименования:

1. Напряжение, подаваемое на вход «виртуального» усилителя от источника сигнала. Его будем обозначать Uсигн.

2. Напряжение, приходящее на вход реального усилителя – Uвх.

Итак, выходное напряжение усилителя Uвых превращается цепью ООС в напряжение обратной связи Uоос и вычитается из входного напряжения. Результат – входное напряжение реального усилителя:

Отрицательная обратная связь в усилителе

Важный момент: Uоос всегда меньше Uсигн, поэтому Uвх всегда больше нуля.

Реальный усилитель усиливает свой входной сигнал в Ku раз:

Отрицательная обратная связь в усилителе

Преобразуем формулу (3):

Отрицательная обратная связь в усилителе

Отрицательная обратная связь в усилителе

Отрицательная обратная связь в усилителе

Отрицательная обратная связь в усилителе

Но Uвых/Uсигн – это коэффициент усиления Ku’ «виртуального» усилителя, как он проявляется для внешнего мира, поэтому:

Отрицательная обратная связь в усилителе

Отрицательная обратная связь в усилителе

Таким образом, мы получили формулу для вычисления коэффициента усиления для усилителя, охваченного ООС.

Теперь можно объяснить, почему Uоос Uсигн, рассмотрите самостоятельно. С точки зрения математики, исходное утверждение доказывается элементарно:

Отрицательная обратная связь в усилителе

Рассматривая физику процессов, следует помнить, что выходное напряжение усилителя появляется не само по себе, а является следствием его усиления и образуется из его входного напряжения: Uвых = Ku∙Uвх.

Итак, при охвате усилителя ООС, его коэффициент усиления уменьшается в (1+β∙Ku) раз. Но введение ООС изменяет и другие параметры усилителя.

1. Отрицательная обратная связь изменяет в (1+β∙Ku) раз входное и выходное сопротивления усилителя. При этом они могут как увеличиваться, так и уменьшаться в зависимости от способа соединения цепи ООС со входом и выходом усилителя – последовательно или параллельно. Способы подключения цепи ООС ко входу усилителя показаны на рис. 2, а к выходу усилителя – на рис. 3.

Эти формулы несложно вывести, но мы это делать не будем, а будем пользоваться готовыми. И объяснить их с точки зрения схемотехники также несложно. Например, на рис. 2а, напряжение на входе усилителя после замыкания цепи ООС возросло в (1+β∙Ku) раз: Uсигн = Uвх∙(1+β∙Ku), а входной ток остался прежним. Значит, по закону Ома (R=U/I) и сопротивление возросло в (1+β∙Ku) раз.

При последовательной по выходу ООС через ее цепь проходит выходной ток усилителя (ток нагрузки), поэтому ее часто называют обратной связью по току. Несколько примеров разных включений цепи ООС показано на рис. 4 и рис. 5. Цепь ООС является четырехполюсником, который обычно замыкается через «землю» цепи, явным образом это показано на рис. 4б.

2. Отрицательная обратная связь расширяет частотный диапазон усилителя. Нижняя fн и верхняя граничные частоты увеличиваются примерно в (1+β∙Ku), если усилитель имеет спад АЧХ 6 дБ/октаву. На самом деле, при охвате усилителя ООС могут происходить самые разные процессы, вплоть до превращения усилителя в генератор, но если все работает, то частотный диапазон обязательно расширяется. Это иллюстрируют АЧХ исходного усилителя (синяя) и усилителя, охваченного ООС (красная) на рис. 6. Там же показаны границы частотного диапазона без ООС и с ней. Напоминаю, что граничной частотой считается такая частота, где коэффициент усиления уменьшается в корень из двух (примерно 1,41) раз.

Отрицательная обратная связь в усилителе

Рис. 6. Расширение частотного диапазона при помощи ООС.

3. Введение ООС уменьшает нелинейные искажения усилителя (коэффициент гармоник) примерно в (1+β∙Ku) раз. Это происходит оттого, что ООС линеаризует систему и уменьшает ее ошибки. Изменяется и амплитудная характеристика усилителя (рис.7), на ней плавный переход к области насыщения превращается в довольно острый излом – ООС линеаризует этот участок и «пытается» вытянуть пропорциональное усиление даже там, где оно уже начинает уменьшаться.

На самом деле (1+β∙Ku) – это очень приблизительная оценка, поскольку для анализа нелинейных цепей используется уже совсем другая математика и там все очень сильно зависит от нелинейности усилителя. Но, тем не менее, искажения усилителя снижаются тем сильнее, чем глубже ООС, и в «простых» случаях формула (1+β∙Ku) работает достаточно хорошо.

Итак, мы видим, что охват усилителя отрицательной обратной связью изменяет ряд его основных параметров в (1+β∙Ku) раз. Проанализируем это выражение сначала чисто математически, не вникая пока в его физический смысл. Очевидно, что тут возможны три варианта:

а) β∙Ku > 1. Тут обратная связь очень глубока. Интересно, что для очень глубокой ООС формула (4) превращается вот во что:

Отрицательная обратная связь в усилителе

То есть, свойства усилителя (коэффициент усиления и АЧХ) определяются исключительно параметрами цепи ООС. При значении β∙Ku = 100, погрешность применения вместо формулы (4) упрощенной формулы (5) составляет 1%, такой погрешностью в большинстве случаев можно пренебречь. А в реальных схемах на операционных усилителях величина β∙Ku может достигать десятков тысяч, делая погрешность «упрощения формулы» практически незначимой.

Обратите внимание, что в формуле присутствует величина β∙Ku, как произведение. При этом одинаковое значение этого произведения можно получить как при большой величине Ku и маленьком β, так и при большом β и небольшом Ku, так что в данном смысле эти два параметра равнозначны. Термин «глубина обратной связи» часто ассоциируется с термином «коэффициент передачи цепи ООС», который обозначает величину β, а хорошо было бы ввести некоторое понятие, отражающее именно величину β∙Ku, как более важную для применения. Так сейчас и поступим, только не забывайте, что у нас β ≤ 1, так что понятие большое или маленькое β означает, например, такие значения: β = 0,1 или β = 0,0001.

Теперь давайте оценим степень влияния отрицательной обратной связи, исходя из физического смысла и электроники. Обратимся к рис. 1. Внутри усилителя присутствует два напряжения: Uвх и Uоос. Очевидно, что степень влияния ООС на усилитель зависит от соотношения этих напряжений. Если Uоос > Uвх, то главную роль во входном сигнале «реального» усилителя играет именно ООС (т.к. Uсигн = Uоос + Uвх и значит входной сигнал «виртуального» усилителя практически равен Uоос). С другой стороны, Uоос получается из напряжения Uвх, после усиления его усилителем и ослабления цепью ООС. Как оно получается? Мысленно разомкнем петлю обратной связи в точке А (разрывать цепь электрически можно не всегда – иногда от этого изменяется величина β), рис. 8.

Со стороны точки приложения сигнала ООС (это точка А), входной сигнал проходит два элемента – усилитель и цепь ООС. Общий коэффициент передачи последовательно соединенных устройств равен произведению их коэффициентов передачи: Ku∙β. Эта величина является коэффициентом усиления сигнала в петле обратной связи и называется петлевым усилением:

Отрицательная обратная связь в усилителе

С другой стороны:

Отрицательная обратная связь в усилителе

Это то самое взаимоотношение между напряжением ООС и входным напряжением «реального» усилителя, которое показывает степень влияния обратной связи. Кроме того, оно полностью соответствует выражению, которое мы вывели, математически анализируя формулу коэффициента усиления усилителя с замкнутой ООС. Так что глубину обратной связи характеризует именно петлевое усиление, и именно его имеют ввиду, когда говорят о глубине ООС. Хотя иногда под глубиной ООС подразумевают коэффициент передачи цепи обратной связи β – в случаях, когда Ku велико, и величину A = β∙Ku определяет в основном β.

Таким образом, именно петлевое усиление определяет свойства усилителя, которые он проявляет для внешнего мира. Именно на эту величину изменяются коэффициент усиления, входное и выходное сопротивления, граничные частоты и коэффициент гармоник.

В некоторых случаях вычисление петлевого усиления по формуле (6) может быть затруднено, тогда можно найти его из изменения коэффициента усиления усилителя при охвате его ООС:

Отрицательная обратная связь в усилителе

Последнее выражение достаточно точно, при А≥100. Проще всего определять таким способом петлевое усиление по логарифмической АЧХ усилителя (диаграмме Боде). На рис. 9 петлевое усиление А = 100 – 60 = 40 дБ, т.е. 100 раз. На самом деле А = 100 – 1 = 99 раз (39,9 дБ), но этим зачастую можно пренебречь, поэтому обычно в таких случаях говорят, что петлевое усиление равно ровно 40 дБ.

расширение диапазона частот

Рис. 9. Определение глубины ООС по АЧХ.

Пока что я ничего не говорил о свойствах и схеме самой цепи ООС. На самом деле, значение ее коэффициента передачи не обязательно являются константой. Эта цепь может быть частотнозависимой, тогда величина β меняется с частотой. Такое свойственно современным усилителям сигналов, когда для постоянного тока стремятся получить стопроцентную обратную связь (β=1), дающую максимальную стабильность режима работы усилителя, а для переменного тока глубину ООС выбирают такой, чтобы Ku’ для него (усиливаемого сигнала) был равен 10…1000 (β≈0,1…0,001). На самом деле при снижении частоты f ниже определенного значения, β начинает расти, доходя до единицы при f = 0, т.е. на постоянном токе. Но это все происходит ниже рабочего диапазона частот усилителя, поэтому в таких случаях глубину ООС принято оценивать двумя значениями: для постоянного тока, и для переменного тока (в рабочем диапазоне частот).

Если вернуться к формуле (5) для коэффициента усиления с замкнутой цепью ООС, то видно, что при достаточно большом значении петлевого усиления, свойства усилителя – это обратная величина от свойств цепи обратной связи. Такая ситуация лучше всего получается, если усилитель имеет очень большой коэффициент усиления без ООС – десятки-сотни тысяч и миллионы. Для работы в таких условиях созданы специальные микросхемы, называемые операционными усилителями (ОУ).

Понятие операционного усилителя появилось во второй половине ХХ века, когда получили широкое распространение аналоговые электронно-вычислительные машины (АВМ). Принцип их применения был основан на том, что подбиралась соответствующая электрическая цепь, описываемая теми же уравнениями, что и исследуемый неэлектрический процесс. Измеряя напряжения и токи в цепи, получали значения параметров исследуемого процесса. Для АВМ требовались блоки (функциональные узлы), выполняющие определенные математические операции: масштабирование (усиление), сложение, вычитание, интегрирование, дифференцирование и др. Довольно быстро пришли к выводу, что вместо того, чтобы разрабатывать каждый такой блок по-отдельности, проще получить их все из одинаковых усилителей, охваченных цепью ООС – так и появились ОУ. В настоящее время возможности цифровых вычислительных машин настолько велики, что моделирование (и управление) проще и точнее выполнять на них, и АВМ практически исчезли, а операционные усилители остались – они оказались очень удобными для применения, ведь из них можно получить практически любое устройство, всего лишь охватив их соответствующей ООС.

Так что получить, например, усилитель с нужной АЧХ достаточно просто, достаточно охватить его ООС, имеющей АЧХ «зеркальной» к требуемой (рис. 10).

Читайте также:  Чему равен 1 ампер в ваттах при постоянном токе 12 вольт

Отрицательная обратная связь в усилителе

Рис. 10. Частотнозависимая ООС.

Схемы, реализующие данные АЧХ показаны на рис. 11.

Однако, конструируя схемы на операционных усилителях, следует помнить, что их огромный коэффициент усиления сохраняется только на очень низких частотах, а потом начинает падать со скоростью 20 дБ/декада. У большинства ОУ широкого применения спад АЧХ начинается с частоты порядка 10 Гц. Поэтому на частотах в десятки килогерц Ku может быть довольно мал, и при попытке получить на такой частоте большое усиление, глубина обратной связи (петлевое усиление) может оказаться слишком маленьким. При этом возрастет погрешность выполняемой функции, и повышаются нелинейные искажения. На рис. 12 показаны АЧХ усилителя (см. рис. 10 и рис. 11) без ООС и с ООС. На частотах 20 Гц, 1 кГц и 20 кГц глубина ООС (петлевое усиление) составляет 39 дБ, 24 дБ и 11 дБ соответственно. Вполне можно считать, что на частоте 20 кГц обратная связь имеет очень низкую глубину и практически не улучшает параметров усилителя.

Отрицательная обратная связь в усилителе

Рис. 12. Зависимость глубины ООС от частоты.

В заключение хотелось бы отметить, что это только элементарная теория обратной связи. Здесь, например, не учтен тот факт, что на переменном токе и коэффициент усиления «реального» усилителя, и коэффициент передачи цепи обратной связи обычно величины комплексные (петлевое усиление также является комплекным). Поэтому формула (4) верна только для модулей, а «на все случаи жизни» ее надо записывать так:

Отрицательная обратная связь в усилителе

При этом цепь ООС может изменять не только амплитуду сигнала, но и его фазу. Причем, если сдвиг фаз в петле ООС станет равным 180 градусам, то сигнал обратной связи будет не вычитаться из сигнала источника, а прибавляться к нему, и обратная связь из отрицательной превратится в положительную. Но это уже совсем другая история…

Главная цель этого материала – дать понимание основ обратной связи для дальнейшего углубленного ее изучения, тем более что физика и математика процессов показана совершенно правильно.

Готовлю продолжение о секретах применения отрицательной обратной связи.

Источник



7. Обратные связи в усилительных каскадах

Обратная связь – это процесс, при котором часть мощности с выхода предается на вход. Обратные связи бывают трех видов и возникают по следующим причинам:

1) Внутренняя обратная связь из-за физических свойств усилительного элемента (например, за счет модуляции толщины базы);

2) Внешняя обратная связь (полезная ОС) из-за введения в схему специальных цепей;

3) Паразитная ОС вследствие паразитных емкостных, индуктивных и др. связей.

Кроме того, обратные связи бывают положительными (ПОС) (когда передаваемая мощность с выхода совпадает по фазе с входным сигналом), отрицательными (ООС) (если они в противофазе), и комплексной (когда сдвиг фазы отличается от 0° и от 180°).

Если в усилителе имеется только одна петля обратной связи, связь называют однопетлевой или одноканальной (рис. 2.9, а), если петель несколько, ее называют многопетлевой или многоканальной (рис. 2.9, б и в). Связь, охватывающую один каскад усилителя называют местной обратной связью (рис.2.9, в).

Рисунок 2.9 – Виды обратной связи: а – однопетлевая,

б – двухпетлевая с независимыми петлями, в – многопетлевая с одной петлей

Если цепь ОС присоединить к выходу схемы параллельно нагрузке, то напряжение ОС будет пропорционально напряжению на нагрузке – это ОС по напряжению (рис. 2.10, а). Если цепь ОС присоединить к выходу устройства последовательно с нагрузкой, напряжение ОС будет пропорционально току в нагрузке – это ОС по току (рис. 2.10, б). Если в схеме осуществлена комбинация обоих способов (рис. 2.10, в) – это комбинированная ОС.

Рисунок 2.10 – Способы снятия обратной связи:

а – по напряжению, б – по току, в – смешанная по выходу ОС

Ко входу устройства цепь обратной связи также можно подключить тремя способами: последовательно с источником сигнала – послед.ОС (рис. 2.11, а), параллельно ему – парал.ОС (рис. 2.11, б) и смешанным способом – смешанная ОС(рис. 2.11, в).

Рисунок 2.11 – Способы введения обратной связи:

а – последовательная, б – параллельная, в – смешанная по входу ОС

Если цепь обратной связи не содержит реактивных сопротивлений (индуктивностей, емкостей), а поэтому отношение напряжения ОС к напряжению на входе от частоты не зависит, ОС называют частотно-независимой; если ОС содержит реактивные элементы — называют частотно-зависимой.

ПОС используется обычно в автогенераторах. А в усилите­лях обычно используется ООС, улучшающая их качественные пока­затели.

Влияние ОС на основные параметры усилителя:

1. Коэффициент усиления усилителя с ОС определяем на примере схемы усилителя с последовательной обратной связью по напряжению. Усиление усилителя не за­висит от «К», т.е. от параметров схемы усилителя и числа его каска­дов, а определяется лишь коэффициентом передачи «β» цепи ОС.

2. Входное сопротивление усилителя с ОС зависит от способа по­дачи напряжения обратной связи, вида обратной связи и ее глуби­ны. Последовательная ООС по напряжению и току увеличивает входное сопротивление, а параллельная (по напряжению и току) — уменьшает.

3. Выходное сопротивление усилителя с ОС зависит от способа по­лучения напряжения ОС, от ее вида и глубины. Последовательная и параллельная ООС по напряжению уменьшает, а последовательная и параллельная ООС по току уве­личивает выходное сопротивление усилителя. Последовательную ОС целесо­образно применять в усилителях напряжения. Параллельную ОС рекомендуется применять в усилителях тока. В усили­телях с токовым выходом ОС по напряжению нецелесообразна, по­скольку она уменьшает выходное сопротивление.

4. Частотн. хар-ки. Отрицательная обратная связь в (1+β*K) раз снижает сигнал гармоник, возникающий из-за нелинейных искажений. Аналогичное влияние она оказывает на напряжение помех (фон, наводка). При отсутствии фазовых искажений и относительно небольших нелиней­ных искажениях коэффициент нелинейных искаже­ний усилителя с ООС уменьшается в (1+β*K) раз. При высоком уровне нелинейных искажений ООС не способствует их уменьшению, а кроме того, может перейти в ПОС за счет дополнительных фазовых сдвигов высших гармоник и тогда нелинейные иска­жения возрастут. Для снижения нелинейных искажений ООС обычно вводят в выходные каскады с наибольшими диапазонами выход­ных напряжений.

Рис. 77. Частотные характери­стики усилителя без ООС (а) и с ООС (б)

ООС уменьшает частотные и фазовые иска­жения примерно в (1+βK) раз, поэтому частотная, характеристика выравнивается (рис. 77), что способствует расширению полосы пропускания усилителя Δf1 2 / 3 2 3 > Следующая > >>

Источник

Курс лекций Чебоксары 2010 Федеральное агентство по образованию Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования

Главная > Документ

Информация о документе
Дата добавления:
Размер:
Доступные форматы для скачивания:

Лекция №14


Усилительные каскады с различными видами обратной связи


14.1. Усилительные каскады с последовательной ООС по току

Простейшими схемами усилителей с обратной связью являются усилители с общим истоком (рис.14.1,а) и с общим эмиттером (рис.14.1,б), в которых отсутствуют шунтирующие емкости в цепи истока и эмиттера.

Рис.14.1. Усилительные каскады с последовательной ООС по току.

В этих схемах возникает последовательная отрицательная об­ратная связь по току. Переменная составляющая выходного тока протекает соответствен­но по сопротивлениям R и и R э . Следовательно, на этих резисторах происходит падение напряжения , которое подается во входную цепь последовательно и в противофазе с входным сигналом. Коэффициент передачи цепи обратной связи для этого каскада (рис.14.1,а) можно определить следующим образом:

Подставив (14.1) в выражение (13.5), получим;

Здесь уместно напомнить, что эмиттерная стабилизация — это и есть последовательная отрицательная обратная связь по постоянному току.

14.2. Влияние элементов автоматического смещения и эммитерной стабилизации на АЧХ

Рассмотрим влияние элементов автоматического смещения R и С и и эммитерной стабилизации на частотную характерис­тику. При анализе частотных характеристик по эквивалентной схеме усилителя этими элементами пренебрегли, считая, что наличие шун­тирующих емкостей позволяет накоротко замкнуть эти цепи. На сред­них и высоких частотах данное условие действительно выполняется, поэтому эти цепи не оказывают своего влияния. На низких частотах емкостные сопротивления С и и С э возрастают, следовательно, в цепях R и С и и происходит падение напряжения по переменной составляющей. Таким образом, в усилителях возникает отрицательная обратная связь в области низких частот и за счет этого происходит дополни­тельный спад частотной характеристики, рис.14.2.

Рис.14.2. Влияние шунтирующей емкости на АЧХ.

Количественно это можно оценить следующими выражениями:

Проанализировав выражение (14.4), убедимся, что при

Для импульсных усилителей рассматриваемые цепи создают до­полнительный спад плоской вершины импульса, рис.14.3.

Рис.14.3. Влияние шунтирующей емкости на переходную характеристику.

14.4 Усилительный каскад с паралелльной ООС по напряжению

Рассмотрим принципиальную схему усилительного каскада, в которой делитель напряжения для подачи смещения R 1 R 2 подключен к коллектору, рис. 14.4.

Рис.14.4. Усилительный каскад с параллельной ООС по напряжению.

В этом случае на делитель напряжения с коллектора поступают как постоянная составляющая U к0 , так и переменая U вых . Следовательно, в каскаде возникает ООС как по постоянной, так и переменной составляющим. ООС по постоянной составляющей обеспечивает коллекторную стабилизацию рабочей точки. Рассмотрим ООС по переменной составляющей. Часть выходного напряжения, которое падает на R 2 U ос = U вых R 2/( R 1+ R 2), параллельно с входным сигналом поступает на входные клеммы. Коэффициент передачи цепи обратной связи определяется коэффициентом передачи делителя напряжения ß= R 2/( R 1+ R 2) . Зная коээфициент пердачи цепи обратной связи, можно определить все показатели данного каскада.

14.5. Усилитель с глубокой обратной связью

Принципиальная схема двухкаскадного усилителя, где оба каскада охвачены последовательной отрицательной обратной связью по напряжению, при­ведена на рис.14.5.

Рис.14.5. Усилитель с глубокой ООС.

Часть выходного напряжения посредством делителя напряжения и подается во входную цепь первого каскада последова­тельно и в противофазе с входным сигналом, U ос = U вых ( R э1 / R э1 + R ос ) . Коэффициент передачи цепи обратной связи . Кроме этой глубокой обратной связи, охватывающей два каскада усилителя, в схеме имеются местные об­ратные связи: первый каскад охвачен последовательной отрица­тельной обратной связью по току, а во втором каскаде имеет место параллельная отрицательная обратная связь по напряжению как по переменной, так и по постоянной составляющим.

14.6. Истоковые и эмиттерные повторители

Широкое применение находят усилители, выполненные по схеме с общим стоком и с общим коллектором, называемые соответственно истоковым (14.6,а) и эмиттерным (рис.14.6,б) повторителями.

Читайте также:  Зависимость силы тока от напряжения график эдс сопротивление

Рис.14.6. Истоковый и эмиттерный повторители

В этих схемах сток и коллектор транзисторов соединяются непосредственно с источником питания и по переменной составляющей заземляются че­рез малое внутреннее сопротивление источника питания и через бло­кирующую емкость . Нагрузочное сопротивление включается в цепь истока или эмиттера. На этих же сопротивлениях создаются необхо­димые напряжения для подачи смещения и для эмиттерной стабилиза­ции рабочей точки.

Особенности данных схем определяются тем, что выходное нап­ряжение снимается с и полностью подается во входную цепь , т.е. в этих схемах имеет место последовательная отрица­тельная обратная связь по напряжению с коэффициентом передачи . Как было рассмотрено выше, такая обратная связь повышает входное сопротивление и полосу пропускания, уменьшает выходное сопротивление и коэффициент усиления. Последний параметр можно определить из выражения (14.2):

Из выражения (14.5) видно, что коэффициент усиления по напряже­нию истоковых и эмиттерных повторителей чуть меньше единицы. Но эти схемы дают большое усиление по току, и, следовательно, по мощности. Поэтому являются усилительными каскадами.

Вторая отличительная особенность этих схем состоит в том, что выходное напряжение, снимаемое с , совпадает по фазе с входным напряжением, тогда как в усилителях с общим истоком и эмиттером они противофазны. Истоковые и эмиттерные повторители повторяют входное напряжение как по амплитуде, так и по фазе. Этим объясняется их название.

С учетом вышесказанного истоковые и эмиттерные повторители обладают следующими свойствами: большое входное сопротивление, малое выходное сопротивление, широкая полоса пропускания, коэффициент усиления по напряжению равен единице.

Истоковые и эмиттерные повторители применяют в ка­честве входных каскадов, когда требуется большое ; в качестве выходных каскадов, когда требуется малое ; в качестве широко­полосных усилителей, в которых реализуется третье свойство этих схем — широкая полоса пропускания.

В эмиттерных повторителях входная цепь шунтируется не­большим сопротивлением, равным . Поэтому в схеме, приведенной на рис.14.6,б, невозможно получить большое входное сопротивление. Во входных каскадах, в которых требуется большое входное сопротивление, используется способ подачи смещения фиксированным током базы или применяются специальные схемы эмиттерных повторителей с большими входными сопротивлениями, рис.14.7.

Рис.14.7. Эмиттерный повторитель с большим R вх

В этой схеме напряжение смещения от делителя R 1 R 2 подается через дополнительное сопротивление R д . В эту же точку через разделительный конденсатор С1 подается , в связи с этим входная цепь шунтируется не сопротивлением , а сопротивлением , поэтому входное сопротивление определяется выражением:

Лекция №15


Усилители постоянного тока


15.1. Назначение и особенности построения

Усилители постоянного тока (УПТ) предназначены для усиления сигналов с сохранением постоянной составляющей. При уменьшении частоты до нуля коэффициент усиления остается таким же, как и на средних частотах, т.е. . Верхняя граничная частота определяется назначением усилителя.

Усилители постоянного тока находят применение в радиоизмерительной аппаратуре, стабилизаторах напряжения и тока, устройствах автоматической регулировки усиления, аналоговых вычислительных устройствах, следящих системах и т.д. В последнее время УПТ используются и для усиления звуковых сигналов, являясь составной частью усилительного устройства переменного тока. Широкое применение УПТ находят в интегральной схемотехнике.

По принципу действия и схемному выполнению усилители постоянного тока делятся на два основных вида: усилители с непосредственной связью и усилители с преобразованием сигнала. УПТ должен усиливать постоянную составляющую сигнала, вследствие чего в его цепях нельзя применять элементы, сопротивление которых зависит от частоты (конденсаторы, дроссели, трансформаторы). Поэтому при построении УПТ не применимы емкостные и трансформаторные связи между каскадами. Следовательно, в УПТ с непосредственной связью используется простейшая схема прямой связи выхода первого каскада с входом следующего. При этом возникает задача согласования потенциальных уровней выходной цепи предыдущего каскада и входной цепи следующего каскада.

15.2. УПТ с непосредственной связью

Рассмотрим принципиальную схему двухкаскадного усилителя с непосредственной связью, приведенную на рис.15.1.

Рис.15.1. Двухкаскадный УПТ с непосредственной связью

При использовании низковольтных транзисторов согласование потенциалов коллектора V 1 и базы V 2 можно осуществить выбором сопротивлений R э1 и R э2 с условием . В этом случае можно обеспечить требуемое напряжение смещение .

По цепи возникает отрицательная обратная связь. Следовательно, при повышении глубина ООС увеличивается, поэтому число каскадов не должно превышать трех. Схемы УПТ с непосредственной связью просты по построению. Делитель напряжения R 1 R 2 компенсирует напряжение смещения, поступающее на источник сигнала и сохраняет смещение неизменным при изменении внутреннего сопротивления источника сигнала. Делитель напряжения R 5 R 6 включается для компенсации постоянного напряжения .

15.3. Схемы сдвига уровня постоянного напряжения

Постоянное напряжение на коллекторе V 1 значительно превышает необходимое напряжение смещения на базе V 2 . Поэтому в усилителях с непосредственной связью требуется погасить, т.е. скомпенсировать избыточное постоянное напряжение. Цепи, предназначенные для погашения избыточного постоянного напряжения, называют схемами сдвига уровня постоянного напряжения.

Простейшей схемой сдвига уровня является делитель напряжения в цепи межкаскадной связи, рис.15.2,а.

Рис.15.2. Схемы сдвига уровня

Однако при такой схеме R 1 R 2 одинаково уменьшает передаваемое напряжение как , так и усиливаемый сигнал. Вследствие этого уменьшается коэффициент усиления.

В схемах сдвига уровня часто применяют стабилитроны, рис.15.2,б, у которых динамическое сопротивление незначительно. При этом полезный сигнал на нем практически не ослабляется, а погашаемое постоянное напряжение равно напряжению стабилизации стабилитрона. К сожалению, такая схема сдвига уровня имеет ряд недостатков: большой разброс напряжения стабилизации, следовательно, и погашаемого напряжения; стабилитроны работают в предпробойной области, вследствие чего имеют большой уровень шумов; малое динамическое сопротивление обеспечивается только при большом токе стабилитрона, поэтому приходится включать небольшое сопротивление , которое шунтирует и тем самым уменьшает коэффициент усиления первого каскада.

Шунтирование элементами схемы сдвига уровня постоянного напряжения можно уменьшить, подключив к схеме сдвига уровня эмиттерный повторитель на транзисторе VТ2, рис.15.2,в, что позволит заметно увеличить коэффициент усиления.

В операционных усилителях в схемах сдвига уровня вместо стабилитрона часто используются делители напряжения, содержащие обычный резистор и сопротивление генераторов стабильного тока (ГСТ). ГСТ отличается тем, что имеет значительное сопротивление по переменной составляющей и небольшое сопротивление по постоянной составляющей. Если включить ГСТ вместо R 2 (рис.15.2,а), то потеря полезного сигнала резко снижается, и все избыточное напряжение по постоянной составляющей погашается на R 1 .

15.4. Дрейф нуля и способы его уменьшения

Для УПТ с непосредственной связью большим недостатком является наличие дрейфа нуля. Под дрейфом нуля понимается выходное напряжение усилителя при отсутствии входного сигнала, т.е. при . При наличии полезного сигнала на входе это напряжение, складываясь с полезным выходным сигналом, дает искажение усиливаемого сигнала.

Причиной дрейфа нуля являются изменения источников питания во времени, изменение температуры, старение элементов во времени и внутренние шумы. Напряжение дрейфа может даже превышать полезный сигнал. Поэтому при построении УПТ необходимо предусмотреть меры, уменьшающие дрейф нуля. Качество УПТ, с точки зрения дрейфа нуля, оценивается приведенным ко входу дрейфом нуля где К – коэффициент усиления. Для неискаженного усиления сигналов необходимо обеспечить следующее условие: U др.пр  U c . Особое внимание приходится уделять первым каскадам, т.к. усиливаемый сигнал Uc еще незначителен.

Основными мерами уменьшения дрейфа нуля являются: высокая стабилизация напряжения источников питания; предварительный прогрев и ручная установка нуля; хорошая стабилизация рабочей точки; применение высококачественных элементов; построение специальных схем УПТ (балансные схемы, дифференциальные каскады); применение УПТ с оптронной связью и УПТ с преобразованием сигнала.

Для уменьшения дрейфа и стабилизации коэффициента усиления вводится глубокая ООС с выхода усилителя на его вход. Однако отрицательная обратная связь полностью не устраняет дрейф нуля и не улучшает отношение сигнала к дрейфу. При глубокой ООС напряжение дрейфа первого каскада передается на выход усилителя полностью, так как дрейф, возникающий во входной цепи, нельзя отличить от входного сигнала.

15.5. Балансные усилители постоянного тока

Применение балансных схем является эффективным методом уменьшения дрейфа нуля. Балансные схемы в сочетании с глубокой отрицательной обратной связью и термокомпенсацией дают возможность существенно увеличить стабильность УПТ. Балансные схемы строятся на двух транзисторах и бывают параллельного и последовательного типов. Основой построения балансного каскада является электрический мост с попарно симметрично выполненными плечами, рис.15.3.

Рис.15.3. Электрический мост

Как известно, если мост сбалансирован, т.е R 1/ R 2= R 3/ R 4 , то при изменении питающего напряжения Е ток нагрузки остается равным нулю. В балансной схеме УПТ, рис.15.4, вместо R 2 и R 4 применяются транзисторы VI и V 2 . Таким образом, коллекторные сопротивления и внутренние сопротивления транзисторов образуют четыре плеча моста.

Рис. 15.4. Балансный усилитель постоянного тока.

К вертикальной диагонали подключается напряжение питания, а нагрузка включается между коллекторами транзисторов. Входной сигнал прикладывается на базу первого транзистора. При полной симметрии плеч схемы, которая обусловлена выбором R н1 = R н2 и транзисторов с идентичными параметрами, и отсутствии входного сигнала разность потенциалов между коллекторами VI и V 2 равна нулю. Если входной сигнал не равен нулю, то потенциалы коллекторов получают одинаковые по абсолютной величине, но разные по знаку приращения и через нагрузку течет ток. Такие каскады очень удобны в качестве выходных, если необходимо иметь симметрично изменяющееся напряжение или симметрично изменяющийся ток.

Уменьшение дрейфа нуля обусловлено следующим: при изменении напряжения питания Е потенциалы коллекторов в симметричной схеме получают одинаковые приращения, поэтому выходное напряжение и ток в нагрузке остаются неизменными. То же самое происходит и при температурных изменениях.

В реальной схеме всегда имеется некоторая асимметрия плеч, поэтому изменения токов в обоих плечах моста будут различными и некоторая нестабильность нуля сохранится. Для повышения стабильности в цепь эмиттеров включается большое сопротивление R э . В симметричной схеме на сопротивлении R не возникает обратная связь, так как ток через него можно считать неизменным:

Установка нуля при использовании каскада в усилителе постоянного тока может вестись с помощью потенциометра Rp. Но так как плечи мостовой схемы за счет разброса параметров оказываются несимметричными, то это приводит к нарушению баланса при изменении температуры.

Источник

3. УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Обратная связь (ОС) находит широкое применение в разнообразных АЭУ, в т.ч. и в УУ. В УУ введение ОС призвано улучшить ряд основных показателей или придать новые специфические свойства. Особую, принципиальную роль ОС играет в микроэлектронных УУ. Можно утверждать, что без широкого использования ОС было бы крайне трудно осуществить серийный выпуск линейных ИМС.

Обратной связью называется передача части (или всей) энергии сигнала с выхода на вход устройства. Сниматься сигнал обратной связи может с выхода всего устройства или с какого-либо промежуточного каскада. ОС, охватывающую один каскад, принято называть местной, а охватывающую несколько каскадов или весь многокаскадный УУ — общей.

Структурная схема УУ с ОС приведена на рисунке 3.1.

Обычно коэффициент усиления УУ и коэффициент передачи цепи ОС носят комплексный характер, что указывает на возможность фазового сдвига в областях НЧ и ВЧ за счет наличия реактивных элементов как в самом УУ, так и в цепи ОС.

Коэффициент передачи цепи ОС равен:

Согласно классической теории ОС, влияние ОС на качественные показатели УУ определяются возвратной разностью (глубиной ОС):

где — определитель при равенстве нулю параметра прямой передачи. Равенство нулю этого параметра равносильно разрыву замкнутой петли передачи сигнала с сохранением нагружающих иммитансов в месте разрыва.

Следование классической теории ОС приводит к сложности вычислений, преодолимой только с помощью ЭВМ.

Читайте также:  Почему человек не может отпустить ток

Для эскизных расчетов пригодна элементарная теория ОС [6]. Ее применение допустимо тогда, когда есть возможность разделения цепей прямой передачи и обратной передачи . В реальных УУ четкого разделения этих цепей невозможно, поэтому расчеты с помощью элементарной теории ОС приводят к погрешности результатов, впрочем, вполне допустимой для эскизного проектирования. Согласно элементарной теории ОС, глубина ОС определится как:

Если >0 — ОС носит положительный характер (ПОС), если 10) KRэкв/Rос. Из полученного выражения следует, что ПООСТ обеспечивает стабильность усиления по напряжению при условии постоянства нагрузки.

С помощью ПООСТ удается уменьшить нелинейные искажения в УУ, поскольку с увеличением F будет уменьшаться напряжение управления усилителем, его работа станет осуществляться на меньшем участке ВАХ активного элемента (транзистора), а это приведет к уменьшению коэффициента гармоник. В подразделе 8.1 приведены расчетные соотношения для коэффициента гармоник усилителя, охваченного ООС последовательного типа. Приближенно оценить влияние ПООСТ на коэффициент гармоник можно по соотношению:

Все вышесказанное в равной мере относится и к каскаду на БТ с ОЭ и ПООСТ (схема каскада не приводится ввиду идентичности ее топологии схеме рисунка 3.3).

Входное сопротивление усилителя с ООС определяется способом подачи напряжения ОС во входную цепь. Согласно элементарной теории ОС, ПООСТ увеличивает входное сопротивление усилителя в F раз, т.е.

Выражение для входного сопротивления каскада с ОЭ на БТ с ПООСТ, определенное по методике подраздела 2.3, имеет вид:

При известных допущениях последние два выражения дают близкие результаты.

Входное сопротивление каскада с ОИ на ПТ определяется Rз (см. подраздел 2.9), поэтому практически не меняется при охвате каскада ПООСТ.

Выходное сопротивление усилителя с ООС определяется способом снятия напряжения ОС с нагрузки усилителя. Согласно элементарной теории ОС, ПООСТ увеличивает выходное сопротивление усилителя в F раз, т.е.

На СЧ выходное сопротивление каскадов на ПТ (ОИ) и БТ (ОЭ) определяется в большинстве случаев соответственно номиналами Rс и Rк, поэтому данная ООС его практически не меняет.

На рисунке 3.3б приведена схема каскада с ОИ и ПООСТ в области ВЧ. Данный каскад еще носит название каскада с истоковой коррекцией, т.к. основной целью введения в каскад ООС является коррекция АЧХ в области ВЧ.

Поскольку цепь ООС (RосCос) частотнозависима, то |F| с ростом частоты уменьшается относительно своего значения на СЧ, что приводит к относительному возрастанию |KОС| на ВЧ. С точки зрения коррекции временных характеристик, уменьшение tу каскада объясняется зарядом Cос, что приводит к медленному нарастанию Uос, и, следовательно, к увеличению коэффициента усиления в области МВ, а это, в свою очередь, сокращает время заряда Cн, которое, собственно, и определяет tу.

Анализ влияния ПООСТ вначале проведем для случая резистивной цепи ОС (Cос=0). Учитывая, что крутизна ПТ практически не зависит от частоты (см. подраздел 2.4.2), можно сказать, что во всем диапазоне рабочих частот глубина ООС F=const, уменьшение коэффициента усиления по всему диапазону рабочих часто одинаково и коррекция отсутствует.

Воспользовавшись рекомендациями подраздела 2.3,получим выражение для комплексного коэффициента передачи каскада с токовой коррекцией (цепь ОС комплексная, RосCос) на ВЧ:

Анализ полученного выражения упрощается в предположении τв=τОС. При этом условии имеем:

где τвОС=τв/F (см. так же подраздел 2.9).

Уменьшение постоянной времени каскада в области ВЧ приводит к увеличению верхней граничной частоты fв (уменьшению tу) каскада. Площадь усиления каскада с ОИ и истоковой коррекцией при этом не меняется:

Расчет каскада с истоковой коррекцией в области НЧ ничем не отличается от расчета некорректированного каскада за исключением того, что формула для постоянной времени цепи истока будет выглядеть иначе:

В зависимости от цели введения ООС в каскад, глубину ООС можно определить по следующим соотношениям:

F = K/KОС, либо F = fвОС/fв.

Каскад с ОЭ и ПООСТ еще носит название каскада с эмиттерной коррекцией.

В отличие от ПТ, в БТ крутизна частотнозависима, поэтому даже при частотно-независимой цепи ООС (Cос=0) наблюдается эффект коррекции АЧХ и ПХ за счет уменьшения глубины ООС на ВЧ:

,

где τвОС=τ/F1/F2 (см. так же подраздел 2.5).

Нетрудно увидеть, что эмиттерная коррекция каскада на БТ при частотно-независимой цепи ООС (Cос=0) эффективна при τ2 > 1) получаем:

Входное сопротивление усилителя с ∥ООСН определится как:

Величину выходного сопротивления УУ, охваченного ∥ООСН, можно приближенно оценить по уже известному соотношению:

Из изложенного следует, что ∥ООСН стабилизирует сквозной коэффициент усиления по напряжению при постоянном сопротивлении источника сигнала, уменьшает входное и выходное сопротивления усилителя.

Каскад на БТ с ОЭ и ∥ООСН представлен на рисунке 3.5.

Рисунок 3.5. Усилительный каскад на БТ с ОЭ и ∥ООСН

При ∥ООСН выходное напряжение каскада вызывает ток ОС, протекающий через цепь ОС RосLосCрос. Ранее (см. подраздел 2.6) рассматривалась схема коллекторной термостабилизации, работа которой основана на действии ∥ООСН. В данном же каскаде ∥ООСН действует только на частотах сигнала, что отражено на рисунке 3.5б.

Воспользовавшись рекомендациями подраздела 2.3, получим выражения для основных параметров в области СЧ. Для коэффициента усиления по напряжению получим:

т.к. SRос>>1, Rэкв=RкRн. В большинстве случаев Rос>Rэкв, поэтому K меняется незначительно. Само же изменение K объясняется тем, что, в отличие от классической структуры УУ с ∥ООСН, в реальной схеме каскада нет столь четкого разделения цепи ОС и цепи прямого усиления.

Входное сопротивление каскада с ∥ООСН равно:

Выходное сопротивление каскада с ∥ООСН равно:

т.к. как правило S>>g и SRг>>1.

Для определения параметров каскада в области ВЧ следует воспользоваться соотношениями для каскада с ОЭ (см. подраздел 2.5), принимая во внимание, что при расчете постоянной времени каскада τв следует учитывать выходное сопротивление каскада с ∥ООСН, т.е. Rэкв=RвыхRн и влияние ∥ООСН на крутизну — SОС=S–1/Rос.

Следует заметить, что существует возможность коррекции АЧХ (ПХ) в области ВЧ (МВ) путем включения последовательно с Rос корректирующей индуктивности Lос. Эффект коррекции объясняется уменьшением глубины ООС в области ВЧ (МВ). Расчет каскада с ОЭ и ∥ООСН в области НЧ ничем не отличается от расчета каскада без ОС (следует только учитывать изменение Rвх и Rвых при расчете постоянных времени разделительных цепей), исключение составляет расчет разделительной емкости Cрос из условия XCросRос/(10…20).

Следует заметить, что существует возможность коррекции АЧХ (ПХ) в области НЧ (БВ) путем уменьшения емкости Cрос. Эффект коррекции объясняется уменьшением глубины ООС в области НЧ (БВ).

Механизм действия ∥ООСН в каскаде на ПТ с ОИ (схема не приводится ввиду совпадения ее топологии рисунку 3.5) во многом идентичен только что рассмотренному. Приведем расчетные соотношения для основных параметров каскада на ПТ с ∥ООСН:

,

Как правило, Rос>Rэкв и K>>1, тогда

Все вышесказанное о влиянии ∥ООСН на АЧХ (ПХ) каскада на БТ справедливо и для каскада на ПТ.

∥ООСН обычно применяют тогда, когда требуется понизить входное сопротивление каскада, что необходимо во входных каскадах УУ, работающих в низкоомном согласованном тракте передачи.

3.5. Параллельная ООС по току

На рисунке 3.6 приведена схема двухкаскадного усилителя, охваченного общей параллельной ООС по току (∥ООСТ), которая вводится в усилитель путем включения резистора Rос.

Рисунок 3.6. Усилитель с общей ∥ООСТ

Напряжение ОС снимается с резистора Rэ2, включенного последовательно с нагрузкой усилителя. Напряжение ОС, пропорциональное выходному току усилителя, образует ток Iос, протекающий через Rос. Во входной цепи УУ происходит алгебраическое сложение токов Iвх и Iос. Поскольку ∥ООСТ применяется в основном в усилителях тока, то логично оценить ее воздействие на коэффициент усиления по току:

где FI=1+βIKI — глубина ОС по току.

Если принять, что KI усилителя без ОС велик и источник сигнала имеет большое внутреннее сопротивление (т.е. представляет собой источник тока), то KI ОС≈(Rос+Rэ2)/Rэ2. Если Rос>>Rэ2, то KI ОСRос/Rэ2. Следовательно, ∥ООСТ стабилизирует коэффициент передачи по току УУ.

Входное сопротивление УУ с ОС определяется способом подачи сигнала ОС во входную цепь, поэтому:

Выходное сопротивление УУ с ОС определяется способом снятия сигнала ОС в выходной цепи, поэтому:

Описанный усилитель целесообразно выполнить в виде ИМС с внешней цепью ОС, что позволяет в широких пределах изменять его характеристики.

3.6. Дополнительные сведения по ОС

3.6.1. Комбинированная ООС

В УУ возможно применение различных видов ООС одновременно. Характерным примером в этом отношении является каскад с ОЭ и комбинированной ООС (рисунок 3.7) — ПООСТ за счет R1 и ∥ООСН за счет R2.

Применение подобной комбинированной ООС (КООС) целесообразно в случае выполнения усилителя в виде гибридно-пленочной ИМС, поскольку резисторы, выполненные по толсто- или тонкопленочной технологии имеют уход параметров в одну сторону (в плюс или минус). Влияние R1 и R2, например, на коэффициент усиления противоположны по знаку, поэтому одновременное их уменьшение или увеличение практически не скажется на результирующем коэффициенте усиления.

Рисунок 3.7. Усилительный каскад с комбинированной ООС

При приближенном анализе каскада с КООС следует учитывать, что коэффициент усиления будет в основном определяться ПООСТ, а Rвх и Rвых — ∥ООСН, поэтому:

Более подробно анализ каскадов с КООС представлен в [8].

3.6.2. Многокаскадные усилители с ООС

Для получения ООС в УУ необходимо, чтобы суммарный фазовый сдвиг φ, вносимый усилителем и цепью ОС, был равен 180° во всем диапазоне рабочих частот. В многокаскадном усилителе это требование обычно выполняется, строго говоря, только на одной частоте. На остальных частотах, особенно на границах и за пределами полосы рабочих частот АЧХ, j≠180°. Это происходит за счет дополнительных фазовых сдвигов, вносимых реактивными элементами схемы усилителя, причем эти сдвиги будут тем больше, чем большее число каскадов охвачено общей цепью ООС. При дополнительном фазовом сдвиге 180°, j=360° (баланс фаз), ООС превратится в ПОС, и, если βК>>1 (баланс амплитуд), усилитель превратится в генератор.

Теоретически одно- и двухкаскадный усилитель с частотно-независимой ООС устойчив при любой глубине ОС, трехкаскадный — при F≤9, однако практически, с учетом запаса по устойчивости и возможностью дополнительных фазовых сдвигов, рекомендуют брать F≤5 для однокаскадного, F≤4 для двух и F≤3 для трехкаскадного усилителя, охваченного общей ООС. Не рекомендуется охватывать общей ООС более трех каскадов, если же это необходимо, то возможно использование специальных корректирующих цепей, которые будут рассмотрены в подразделе 6.6.

3.6.3. Паразитные ОС в многокаскадных усилителях

Т.к. для различных каскадов многокаскадного усилителя обычно применяют один и тот же источник питания, то из-за наличия его внутреннего сопротивления ZП (рисунок 3.8) в усилителе возникают паразитные (нежелательные) ОС. Переменная составляющая тока каскадов (преимущественно оконечного) создает на ZП переменную составляющую UП, которая поступает в цепи питания предыдущих каскадов и тем самым замыкает сразу несколько петель паразитных ОС, что может привести к самовозбуждению.

Для недопущения самовозбуждения необходимо, чтобы петлевое усиление βК

Источник